Полная версия

Главная arrow Техника arrow АКУСТООПТИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССОРЫ. АЛГОРИТМЫ И ПОГРЕШНОСТИ ИЗМЕРЕНИЙ

  • Увеличить шрифт
  • Уменьшить шрифт


<<   СОДЕРЖАНИЕ ПОСМОТРЕТЬ ОРИГИНАЛ   >>

AO-измеритель последовательного типа

В этом устройстве осуществляется одновременная (параллельная) запись светового сигнала на весь фотоприёмник и поочередное (поэлементное или последовательное) считывание информации с фотоприёмника.

Один из вариантов последовательного считывания может быть реализован при использовании в качестве фотоприёмника N- элементной линейки ПЗС. Устройство с такой линейкой 1 (рис. 1.3) работает циклично, и цикл (с периодом Тц) включает в себя время записи Тз (обновления) информации на фотоприёмникс и время сё считывания Тсч-

Во время записи N фотодиодов фотоприёмника (элементы линейки ПЗС) регистрируют и запоминают в аналоговой форме уровни сигналов, пропорциональные интенсивности падающего на фотоприёмник распределения (1.1). Сохраненная совокупность из N аналоговых сигналов представляет собой дискретную (по частоте) аппроксимацию РИСС. Во время считывания запомненные аналоговые сигналы поочерёдно, с периодом Тт= 1/fr, (fr - тактовая частота считывания), формируются и появляются на выходе линейки ПЗС. Далее они усиливаются, оцифровываются и сравниваются с фиксированным цифровым порогом, выбираемым обычно близким к уровню чувствительности устройства. При превышении сигналом порога формируется сигнал уровня лог. “1”; в противном случае - лог. “О”.

N логических сигналов после пороговой обработки рассматриваются как двоичный N-разрядный цифровой код, состоящий из “1” и

“О”. Моменты превышения цифровыми сигналами порога и соответствующие этим моментам порядковые номера (ml и m2) логических “1” в цифровом коде регистрируются и используются для вычисления кода оси симметрии и соответствующей этому коду частоты по формулам (1.5) и (1.6).

Рис. 1.3

Настройки АОИПС, связанные с выбором кода Км, входящего в (1.6), осуществляют, так же как и в АОИПС параллельного типа, по вышеизложенной методике. Оценка погрешности измерения частоты, связанная с дискретностью сетки частот, и алгоритм измерения уровня сигнала также аналогичны вышеописанным.

Для реализации алгоритма рассматриваемый АОИПС с последовательным съемом информации (рис. 1.3) включает в себя генератор циклических (с периодом Тц) и тактовых (с периодом Ту) импульсов, усилитель 2, АЦП 3, схему сравнения с порогом и схему формирования кодов частоты. Генераторы циклических и тактовых импульсов, схема сравнения и схема формирования кодов реализованы в контроллере 4 (который часто строится на базе программируемой логики).

Отметим, что в этом АОИПС периоды Тц и Ту должны быть связаны между собой соотношением Тц= Т3+ N Ty. Поскольку на практике Ту« N-Ty, то справедливо приближённое равенство Тц= N-Ty, из которого следует, что коды частоты на выходе этого измерителя будут формироваться с минимальной временной задержкой, равной Тц. Для уменьшения времени считывания и временной задержки уменьшают период считывания Ту, для чего работают на предельно возможных тактовых частотах fp.

Очевидно, что по массогабаритным характеристикам и характеристикам энергопотребления АОИПС последовательного типа выгодно отличается от АОИПС параллельного тина.

В другом варианте построения АОИПС последовательного типа (рис. 1.4), в спектральной плоскости вместо фотоприёмника располагают второй АОД (АОД2) 9.

Рис. 1.4

Он облучается не прямым пучком от лазера, а световым сигналом (РИСС), представляющим собой Фурье-ирсобразованис сигнала, находящегося в апертуре первого АОД (АОД 1)3. Здесь, так же как и на рис. 1.1: 1 - лазер, 2 - коллиматор, 4 - объектив. Световой сигнал, облучающий АОД2 при выполнении (1.3) будет иметь практически не- меняющуюся, заранее известную форму (например, форму гауссоиды). При этом пространственное положение его апертуры на боковой грани АОД2, будет определяться значением средней частоты фрагмента сигнала f„ находящегося в момент времени t в апертуре АОД1. Заметим, что с изменением частоты f, меняются и пространственное положение апертуры светового сигнала, и теневое апертурное время (временной интервал между моментом подачи сигнала на электрический вход АОД2 и моментом входа акустического сигнала в апертуру). Из сказанного следует, что измерения теневого апертурного времени равносильны определению пространственного положения апертуры светового сигнала на боковой грани АОД2 и, следовательно, измеренным значениям теневого апертурного времени можно поставить в соответствие искомые значения средней частоты f,.

Устройство (рис. 1.4), реализующее измерения теневого апертурного времени и соответствующей ему мгновенной частоты включает в себя АОПФ (см. рис. 1.1), в котором вместо фотоприёмника, установлены: АОД2 9, ещё один интегрирующий объектив 10 и дискретный фотоприёмник 11 (например, фотоэлектронный умножитель или p-i-n- фотодиод) в фокальной плоскости объектива. Дополнительно в схему введены: ВЧ делитель 5, детектор 6, формирователь 7.

На практике, в интересах измерения частоты, можно определять не теневое апертурное время, а временной интервал Тви между моментом подачи сигнала на электрический вход АОД2 и моментом достижения акустическим сигналом середины апертуры.

С этой целью на электрический вход АОД2 подают от генератора 8 считывающий радиоимпульс. Его несущую частоту fp выбирают фиксированной, а форму огибающей и пространственную длительность - совпадающей с формой и размерами апертуры светового сигнала, облучающего АОД2. Такое согласование параметров радиоимпульса и апертуры позволяет максимизировать отношение сигнал-шум (ОСШ) на выходе фотоприёмника 11 и оптимизировать, благодаря этому, измерение интервала Тви-

При входе считывающего радиоимпульса в апертуру и продвижении его по ней выполняются условия дифракции в АОД2 и выполняется Фурьс-прсобразование распределения, сформированного в его сигнальной плоскости. При этом на выходе фотоприёмника, установленного в точке, соответствующей частоте fp, формируется отклик.

Измерение мгновенной частоты в этом устройстве сводится, как уже отмечалось, к измерению временного интервала Тви измерителем 12. Окончание интервала Тви отождествляют с моментом достижения откликом на выходе фотоприёмника максимального значения. Измеренному интервалу Тви ставят в соответствие частоту. Дискретность и точность измерения частоты описанным устройством определяются дискретностью и точностью измерения временных интервалов.

Очевидно, что полосе анализируемых частот AF, которые можно измерить с помощью АОИПС, можно поставить в соответствие диапазон пространственных положений апертуры светового сигнала и диапазон ДТ соответствующих пространственным положениям временных интервалов Тви- Диапазон измеряемых интервалов ДТ изменяется в пределах Тbumin < ДТ < Твимах- Отметим, что Твимах - аналог времени считывания Тсч-

Определим количество частот W, измеряемых АОИПС с полосой анализа ДБ и шагом сетки частот ДТ Оно составит

Поскольку между AF и ДТ, а также между интервалами Тви и частотами сигнала существует взаимно-однозначное соответствие, то это значит, что для получения W дискретных значений частоты временные интервалы Тви необходимо различать с шагом (с дискретностью) Дtin по времени

Из (1.10) следует, что для увеличения шага Atm (а это желательно, для упрощения технического решения и улучшения метрологических характеристик АОИПС) следует увеличивать (при W=const) диапазон ДТ. В свою очередь, для увеличения ДТ следует выбирать кристалл для АОД2 из материала с малой скоростью распространения акустических колебаний и одновременно увеличивать диапазон изменения пространственных положений апертуры светового сигнала на боковой грани АОД2 в полосе частот AF.

Среднеквадратичная погрешность измерения частоты (погрешность квантования) этим АОИПС составит of г 0,289Д1' = 0,289At (где At - дискретность измерения временных интервалов). Отсюда следует, что для уменьшения ог следует стремиться к уменьшению At. Но возможности измерения временных интервалов с дискретностью At ограничены быстродействием используемой элементной базы.

Так, например, для ДТ = 5 мкс и W=500 получим по формуле (1.10) Дйн = 10 нс. Если исходить из того, что на шаг Atm должно приходиться 2-5 отсчётов временных интервалов, то требуемая величина At в этом случае составит 2-5 нс.

При анализе импульсов, длительность которых меньше апертурного времени Т0 в АОД1, измерение частоты получится неоптимальным из-за расширения РИСС в плоскости АОД2.

Апертурное время Т0 в АОД1 желательно выбирать равным АТ. В этом случае можно обеспечить беспропусковый (по каждому импульсу) режим анализа сигналов. Но такой выбор апертурного времени автоматически накладывает ограничения, в соответствии с (1.3), на максимальную скорость перестройки частоты ЧМ-сигналов, которые могут быть проанализированы этим устройством.

Сопоставление рассмотренных вариантов построения АОИПС последовательного типа показывает, что в АОИПС с использованием двух АОД можно, по-видимому, получить меньшее время обзора полосы анализа, чем в АОИПС с использованием линейки ПЗС.

Более подробно с детальными конструктивными особенностями (в том числе и цифровой части) АОП обоих типов (последовательного и параллельного) можно ознакомиться в [5-7].

Аппаратная функция АО-измерителя

Если пренебречь затуханиями, связанными с распространением сигнала по материалу кристалла АОД, то прохождение сигнала U(t) через кристалл можно охарактеризовать произведением S(t) = U(t)h(t), где h(t) — функция временного окна (апертурная функция): для случая равномерной засветки апертуры АОД h(t) = 1 при t е (t, t+Tо); h(t) = 0 при t (t, t+T0).

Спектральное представление функции S(t) при прохождении через АОД гармонического сигнала U(t) = cos(27lf0t) называют [8] аппаратной функцией (АФ)

Для произвольного вида функции h(t) АФ определяется общим выражением

В любом случае вместо исходного сигнала U(t) спектральному анализу подвергается функция S(t), в связи с чем спектр сигнала будет искажен аппаратной функцией t|(f). Уровень искажений зависит от соотношения длительностей анализируемых сигналов, формы и протяжённости временного окна Т0 и увеличивается с уменьшением размеров окна.

 
<<   СОДЕРЖАНИЕ ПОСМОТРЕТЬ ОРИГИНАЛ   >>